摘要：一摸电源模块的表面，热乎乎的，模块坏了？！且慢，有一点发热，仅仅只是因为它正努力地工作着。但高温对电源模块的可靠性影响极其大！我们须致力于做好热设计，减小电源表面和内部器件的温升。这一次，我们扒一扒电源模块的热设计。

高温对功率密度高的电源模块的可靠性影响极其大。高温会导致电解电容的寿命降低，变压器漆包线的绝缘特性降低，晶体管损坏，材料热老化，焊点脱落等现象。有统计资料表明，电子元件温度每升高2℃，可靠性下降10%。对于电源模块的热设计，它包括两个层面：降低损耗和改善散热条件。

一、元器件的损耗
损耗是产生热量的直接原因，降低损耗是降低发热的根本。市面上有些厂家把发热元件包在模块内部，使得热量散不出去，这种方法有点自欺欺人。降低内部发热元件的损耗和温升才是硬道理。

电源模块热设计的关键器件一般有：MOS管、二极管、变压器、功率电感、限流电阻等。其损耗如下：

1、 MOS管的损耗：导通损耗、开关损耗（开通损耗和关断损耗）；

2、 整流二极管的损耗：正向导通损耗；

3、 变压器、功率电感：铁损和铜损；

4、 无源器件（电阻、电容等）：欧姆热损耗。

二、热设计
在设计的初期，方案选择、元器件选择、PCB设计等方面都要考虑到热设计。

1、方案的选择
方案会直接影响到整体损耗和整体温升的程度。

2、元器件的选择
元器件的选择不仅需要考虑电应力，还要考虑热应力，并留有一定降额余量。降额等级可以参考《国家军用标准——元器件降额准则GJB/Z35-93》，该标准对各类元器件的各等级降额余量作了规定。设计一个稳定可靠的电源，实在不能任性，必须好好照着各元件的性子，设计、降额、验证。图 1为一些元件降额曲线，随着表面温度增加，其额定功率会有所降低。

图1 降额曲线

元器件的封装对器件的温升有很大的影响。如由于工艺的差异，DFN封装的MOS管比DPAK（TO252）封装的MOS管更容易散热。前者在同样的损耗条件下，温升会比较小。一般封装越大的电阻，其额定功率也会越大，在同样的损耗的条件下，表面温升会比较小。

设计中，要评估的电阻一般有MOS管的限流检测电阻、MOS管的驱动电阻等。限流电阻一般使用1206或更大的封装，多个并联使用。驱动电阻的损耗也需要考虑，否则可能导致温升过高。

有时，电路参数和性能看似正常，但实际上隐藏很大的问题。如图 2所示，某电路基本性能没有问题，但在常温下，用红外热成像仪一测，不得了了，MOS管的驱动电阻表面温度居然达到95.2℃。长期工作或高温环境下，极易出现电阻烧坏、模块损坏的问题。可见，研发过程中使用热成像仪测试元器件的温度尤其重要，可及时发现并定位问题点。通过调整电路参数，降低电阻的欧姆热损耗，且将电阻封装由0603改成0805，大大降低了表面温度。

图2驱动电阻表面温度

3、PCB设计
PCB的铜皮面积、铜皮厚度、板材材质、PCB层数都影响到模块的散热。常用的板材FR4（环氧树脂）是很好的导热材料，PCB上元器件的热量可以通过PCB散热。特殊应用情况下，也有采用铝基板或陶瓷基板等热阻更小的板材。

PCB的布局布线也要考虑到模块的散热：

（1） 发热量大的元件要避免扎堆布局，不要哪里“热”闹，就往哪里凑，尽量保持板面热量均匀分布；

（2） 热敏感的元件尤其应该“哪边凉快哪边去”；

（3） 必要时采用多层PCB；

（4） 功率元件背面敷铜平面散热，并用“热孔”将热量从PCB的一面传到另一面。热孔的孔径应很小，大约0.3mm左右，热孔的间距一般为1mm~1.2mm。功率元件背面敷铜平面加热孔的方法，可以起到很好的散热效果，降低功率元件的表面温升。如图 3所示，上面两图为没有采用此方法时，MOS管表面温度和背面PCB的温度；下面两图为采用“背面敷铜平面加热孔”方法后，MOS管表面温度和背面铜平面的温度。可以看出：

a) MOS管表面温度由98.0℃降低了22.5℃；

b) MOS管与背面的铜平面的温差大大减小，热孔的传热性能良好。

图3 背面敷铜加热孔的散热效果

热设计时，还须注意：

1、 对于宽压输入的电源模块，高压输入和低压输入的发热点和热量分布完全不同，需全面评估。短路保护时的发热点和热量分布也要评估。

2、 在灌封类电源模块中，灌封胶是一种良好的导热的材料。模块内部元件的表面温升会进一步降低。即便如此，我们仍要测试高温环境下内部元件的表面温升，来确保模块的可靠性。那怎么才能测试准确地测试内部元件的温升呢？请查阅《ZLG是如何测试电源模块内部的温升的！》一文，文中有详细的描述。

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在一些情况下，全差分电压反馈型放大器的稳定性似乎受反馈电阻值很大影响—RF/RG比始终正确，这到底是因为什么呢？

信号需要增益时，放大器是首选组件。对于电压反馈型和全差分放大器，反馈和增益电阻之比RF/RG决定增益。一定比率设定后，下一步是选择RF或RG的值。RF的选择可能影响放大器的稳定性。

放大器的内部输入电容可在数据手册规格表中找到，其与RF交互以形成传递函数的中的一个极点。如果RF极大，此极点将影响稳定性。如果极点发生的频率远高于交越频率，则不会影响稳定性。不过，如果通过f = 1/(2πRFCin,amp)确定的极点位置出现在交越频率附近，相位裕量将减小，可能导致不稳定。

图1的示例显示小信号闭环增益与ADA4807-1电压反馈型放大器频率响应的实验室结果，采用同相增益为2的配置，反馈电阻为499 ?、1 k?和10 k?。数据手册建议RF值为499 ?。

小信号频率响应中的峰化程度表示不稳定性。RF从499 ?增加至1 k?可稍微增加峰化。这意味着RF为1 k?的放大器具有充足的相位裕量，且较稳定。RF为10 k?时则不同。高等级的峰化意味着不稳定性（振荡），因此不建议。

图1. 使用不同反馈电阻的实验室结果。VS = ±5 V，VOUT = 40 mV p-p，RLOAD = 1 k?，RF值为499 ?、1 k?和10 k?。

图2. 使用ADA4807 SPICE模型的模拟结果。VS = ±5 V，G = 2且RLOAD = 1 k?，RF值为499 ?、1 k?和10 k?。

图3. 使用ADA4807 SPICE模型的脉冲响应模拟结果。VS = ±5 V，G = 2且RLOAD = 1 k?，RF值为499 ?、1 k?和10 k?

图4. 3.3 pF反馈电容CF的脉冲响应模拟结果。VS = ±5 V，G = 2，RF = 10 k?且RLOAD = 1 k?

在实验室中验证电路不是检验潜在不稳定性的强制步骤。图3显示使用SPICE模型的模拟结果，采用相同的RF值499 ?、1 k?和10 k?。结果与图1一致。图3显示了时域内的不稳定性。通过在RF两端放置反馈电容给传递函数添加零点，可以去除图4所示的不稳定性。

RF的选择存在权衡，即功耗、带宽和稳定性。如果功耗很重要，且数据手册建议反馈值无法使用，或需要更高的RF值，可选择与RF并联放置反馈电容。此选择产生较低的带宽。

为电压反馈型和全差分放大器选择RF时，需要考虑系统要求。如果速度不重要，反馈电容有助于稳定较大的RF值。如果速度很重要，建议使用数据手册中推荐的RF值。

忽略RF与稳定性、带宽和功率的关系可能妨碍系统，甚至阻碍系统实现完整性能。

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