在图l所示的电路中，当电源的占空比大于50％，或变压器工作在连续电流条件下时，整个电路就会产生分谐波振荡，引起电源输出的不稳定。图2表示了变压器中电感电流的变化过程。没在t0时刻，开关开始导通，使电感电流以斜率m1上升，该斜率是输入电压除以电感的函数。t1时刻，电流取样输入达到由控制电压建立的门限，这导致开关断开，电流以斜率m2衰减，直至下一个振荡周期。如果此时有一个扰动加到控制电压上，那么它将产生一个△I，这样我们就会发现电路存在着不稳定的情况，即在一个固定的振荡器周期内，电流衰减时闸减少，最小电流开关接通时刻t2上升了△I+△Im2/m1，最小电流在下一个周期t3减小到(△I+△Im2/m4)(m2/m1)，在每一个后续周期，该扰动m2／m1被相乘，在开关接通时交替增加和减小电感电流，也许需要几个振荡器周期才能使电感电流为零，使过程重新开始，如果m2／m1大于l，变换器将会不稳定。因此，图l所示的电路在某状态下存在着一定的失稳隐患。

3保护电路的改进
针对上述分析，改进电路如图3所示，该电路具有以下特点。
1)通过在UC3842的采样电压处接入一个射极跟随器，从而在控制电压上增加了一个与脉宽调制时钟同步的人为斜坡，它可以在后续的周期内将△I扰动减小到零。因此，即使系统工作在占空比大于50％或连续的电感电流条件下，系统也不会出现不稳定的情况。不过该补偿斜坡的斜率必须等于或略大于m2／2，系统才能具有真正的稳定性。
2）取样电阻改用无感电阻。无感电阻是一种双线并绕的绕线电阻，其精度高且容易做到大功率。采用无感电阻后，其阻抗不会随着频率的增加而增加。这样，即使在高频情况下取样电阻所消耗的功率也不会超过它的标称功率，因此也就不会出现炸机现象。
3)反馈电路改用TL43l加光耦来控制。我们都知道放大器用作信号传输时都需要传输时间，并不是输出与输入同时建立。如果把反馈信号接到UC3842的电压反馈端，则反馈信号需连续通过两个高增益误差放大器，传输时间增长。由于TL431本身就是一个高增益的误差放大器，因此，在图3中直接采用脚1做反馈，从UC3842的脚8(基准电压脚)拉了一个电阻到脚l，脚2通过R18接地。这样做的好处是，跳过了UC3842的内部放大器，从而把反馈信号的传输时间缩短了一半，使电源的动态响应变快。另外，直接控制UC3842的脚l还可简化系统的频率补偿以及输出功率小等问题。

4 实验结果
图4给出了UC3842检测电阻的电压波形和采样信号波形。从图4中可以看出，经过改进后的电路，其采样信号的波形紧紧跟随检测电阻的电压波形，没有出现非常大的尖峰电压。因此，该电路能有效避免因变压器漏感等异常干扰引起的电源误操作的问题，也能有效避免因电源占空比过大而引起的系统不稳定的问题。

5 结语
UC3842是一种性能优良的电流控制型脉宽调制器，但在实际的应用过程中，它的保护电路存在着一定的缺陷，因此，在电源的设计过程中，必须对其保护电路进行改进。实验证明，经过改进后的保护电路使系统性能更加稳定可靠。