简介：新推出的全桥移相控制器LM5046，全桥变换器的全部功能，LM5046组成的全桥DC-DC基本电路，内部等效电路。而其具备28个PIN脚功能，文中一一有分解说明。
关键词：全桥移相控制器L345046；28个PIN脚功能

    1 LM5046的功能
    新推出的全桥移相控制器LM5046，包含执行全桥变换器的全部功能，它既可以按电流型工作，也可以按电压型工作，它放置于DC-DC的初级侧工作，具有100V的高压启动源，它提供具有2A驱动的高边及低边栅驱动器。直接驱动外部四支组成全桥拓扑的MOSFET，同时加入了对二次侧同步整流MOSFET的驱动信号，由外部电阻调节前沿及后沿的主控与同步驱动间的死区时间，其它特色有逐个电流式限流保护，打嗝模式重新起动，最高振荡频率为2MHz，可以外同步。芯片还有过热保护功能。在UVLO和打嗝模式下禁止同步整流信号。反馈系统有宽带光耦接口，其驱动二次侧同步整流信号不用变压器而采用隔离信号传输器件Si8420BB，简化了设计及装配，LM5046组成的全桥DC-DC基本电路如图1。

    其28个PIN脚功能如下：
    1PIN UVLO线路欠压闩锁端，外部用一个电阻分压器从Uin接至GND，设置关断点及待机比较器电平。当UVLO达到0．4V时，VCC和VREF被禁止。在1．25V时，SS端重新起动，控制器开始工作。窗口设置由内部20μA电流漏及外部电阻分压器决定。
    2PIN OVP／OTP过压保护端，用一个外部分压器从Uin到GND设置过压条件的关断点。此外，在外部加一支NTC热检测分压器，用来设置过热保护点的温度，阈值为1．25V，窗口由内部20μA电流源及外部电阻分压器决定。
    3PIN RAMP送至PWM比较器．调制斜波给PWM比较器，此斜波可以是由初级电流或与初级电压成比例的预置信号，将此端复位到GND时将终止每一个周期。
    4PIN CS电流检测输入，如果CS端电平超出750mY，则PWM输出脉冲将终止，进入逐个周期式限流，一个内部开关保持CS端在低电平停留40ns，随后输出开关电平变为高电平，用于消隐前沿传输。
    5PIN SLOPE斜率补偿电流，一个从0～100μA上斜电流源用来提供斜率补偿(电流型工作时)，该端可以通过一支合适的电阻接到CS端来提供斜率补偿。如果不需要斜率补偿，将其接至GND。
    6PIN COMP输入到脉冲宽度调制器，外部光耦接到此端，给出的电流送至内部NPN晶体管的电流镜，PWM的占空比在零输入时为最大，达到1mA时，占空比减到0。电流镜改善了频率响应，减少了经过光耦的交流电压。
    7PIN REF 5V基准电压源，最大供出15mA电流，用0．1μF电容在外部旁路。
    8PIN RT／SYNC振荡器频率设置及外同步控制，外部用一支电阻接于RT和AGND端设置振荡器频率。外同步采用AC耦合法，将同步脉冲加到RT／SYNC端，正常同步电平为1．5～2V。
    9PIN AGND模拟GND，其与功率GND直接单独连接。
    10PIN DR1同步整流器前沿延迟，将一支电阻接于RD1到AGND。设置从SR1的下降沿的延迟，或SR2与HO2／LO1的上升沿(或HO1／LO2)。
    11PIN RD2同步整流器后沿延迟。将一支电阻接于RD2到AGND，设置从HO1／LO2下降沿的延迟(或LO2／HO1)，以及SR2或SR1相应的上升沿的延迟。

  12PIN RES重新起动时段，当CS端超出750mV，电流限制阈值时，有一个30μA电流源进入RES电容，用于PWM周期的剩余时间，如果RES电容电压达到1．0V，则SS端电容放电，禁止HO1、HO2、LO1、LO2和SR1、SR2的输出。SS端保持低电平直到RES电容上的电压上斜道2～4V之间共八
个时段。此间其以10μA充电5μA放电。延迟顺序后，SS端电容释放之，进入正常起动顺序。
    13PIN SS软起动输入，IC内20μA电流源在起动期间给SS端充电，输入到PWM比较器电压随SS电容充电上升到稳态，开始增加PWM占空比。将SS端电平下拉到200mV以下时停止PWM脉冲，并关断同步整流器驱动到低电平。
    14PIN SSSR二次侧软起动，外部接一支电容加上内部20μA电流源设置软起动斜波给二次侧同步整流器，SSSR电容充电在初级输出脉冲后使能，即SS>2V及ICOMP<800μA之下。
    15PIN SSOFF软关断禁止。当SS OFF端接到AGND时，LM5046软关断。系在Uin，UVLO故障及打嗝式过流保护时出现，如果SSOFF端接于REF端，控制器为在任何条件下都是硬关断。
    19PIN SR2同步整流驱动器，控制同步整流器的栅输出，源出峰值电流100mA漏入400mA。
    21PIN VCC起动稳压器的输出，起动稳压器的输出在内部调节到9．5V，一旦二次侧软起动达到1V，VCC输出减到7．7V，如果辅助绕组将此端电压上升到9．5V设置点以上，内部起动稳压器将关断，以减小IC的功耗。
    22PIN PGND功率地与AGND直接连接。
    23PIN、20PIN LO1、LO2两低边输出驱动PWM栅驱动输出，驱动能力为源出1．5A峰值、漏入2A峰值能力。
    24PIN SR1同步整流驱动器，控制同步整流器的栅输出，源出峰值电流100mA、漏入400mA。
    25PIN、18PIN BST1、2栅驱动升压点，将高边栅驱动升压电容接于BST1、2和SW1、2之间，当SW1、2为低电平时给升压电容充电。
    26PIN、17PIN：HO1、2高边输出驱动器，高边PWM输出能力为源出1．5A，漏入2A。
    27PIN、16PIN HS1、2开关结点，接到高边MOSFET源极与低边MOSFET漏极以及变压器初级线圈处。
    28PIN Uin高压输入端，高压起动源输入，工作范围为14～100V。也可以与VCC连接直接由外部稳压器供电。

2 集成电路的特性
    (1)高压起动源
    LM5046包含一个内部高压起动稳压器，它允许输入端(Uin)直接接到外部电源电压，可以从14～100V。瞬间可承受105V。当UVLO端大于0．4V时VCC稳压器开始给VCC外部电容充电，VCC调整器供电给VREF基准源及外部全桥功率MOSFET的栅驱动供电。当VCC端电压超过UV欠压阈值时，内部基准源达到5V，此时UVLO电压将大于1．25V，软起动电容释放，正常工作开始，VCC内部稳压器输出设有限制，VCC电容值取决于整个系统的设计及起动充电，推荐VCC电容从0．47～10μF。
    LM5046的内部功耗可以用外部供电来减小，VCC输出电压在IC内部设置在9．5V，同步整流开始工作后，VCC电压减小到7．7V，在典型应用中，辅助源通过二极管接到VCC，这个辅助线圈必须将VCC升到8V以上，去关断内部的高压起动源，从辅助绕组给VCC供电，可以改善效率，减小控制IC的功耗，VCC、UV电路在此模式将停止功能，VCC决不能降到UV阈值以下，正常工作时，Uin到VCC不会正向偏置，因此辅助源电压VCC决不能超过VIN电压。
    一个外部DC偏置电压可用来替代内部稳压器，从外部接到’VCC和Uin两端，外部偏置源电压必须大于10V，低于14V。
    (2)线路欠压检测器
    LM5046有两个UVLO的电平电路，当UVLO电压低于0．4V时，控制器处于低电流的关断模式。当UVLO端电压大于0．4V，但低于1．25V时，控制器处于待机模式。待机时，VCC和REF偏置源激活，但控制器输出驱动被禁止。当VCC和REF输出超过欠压阈值时，UVLO端电平大于1.25V。软起动电容释放，正常工作开始，从Uin到GND的分压器设置点电压用来设置变换器最小工作电压，分压器设计必需使UVLO端电平大于1.25V。当Uin进入设计范围时，UVL0窗口完成，由内部20μA电流漏出进入分压器设置点，当UVLO电压降到1．25V阈值以下时，电流漏使能，使UVLO端迅速下降，其0．4V的窗口关断，内部50mV窗口的比较器。
    UVLO端还可以用来执行各种遥控的使能及禁止功能，可强制UVLO处于待机条件(0．4V<UVLO<1．25V)，提供软关断功能。
    (3)过压保护
    用一个外部电压分压器设置过压或过热保护。在OVP条件时，SS和SSSR电容放电，所有输出被禁止，分压器必须设计成应对OVP时要大于1．25V。当过压或过热条件出现时，窗口变化由内部20μA电流源完成。当OVP端超过1．25V时，20μA电流源激活，迅速升高OVP端电压。当OVP端电压降到1．25V阈值以下时，电流源被禁止，使OVP端电压迅速降下。
    (4)基准电压源
    REF端输出5V，为线性稳压器，它用来偏置光耦的三极管及外部的管理电路，输出电流为15mA，REF端需去耦瓷介电容，容值为0．1～10μF。
    (5)振荡器及外同步输入
    LM5046的振荡器频率设置用一支外部电阻接于RT和AGND之间。RT电阻将紧靠IC，设置频率的电阻RT计算如下式：
   
    例如，振荡频率为400 kHz，对每一相为200 kHz，RT的值为25 kΩ，如果LM5046由外部时钟同步，信号必须耦合到RT端要由100pF电容隔开，RT端电压通常为2．0V，外同步脉冲的幅度应在3.5～5V，由低到高电平的传输，同步脉冲的宽度为15～200ns。RT电阻永远需要，无论是自由振荡还是外同步，SYNC频率必须等于或大于RT设置的频率。当外同步时，推荐加入斜率补偿，其系从VCC到CS端加入一支电阻，还要禁止SLOPE端接AGND。(未完待续)

  (6)逐个周期式电流限制
    CS端由变压器初级电流信号来驱动，如果CS端电压超过0．75V电流检测比较器会立即终止PWM的周期，用一个小的RE滤波器接到CS端并紧靠控制器，用推荐的方法抑制噪声。内部一个18Ω的MOSFET放掉外部电流检测滤波器上的电荷，每个周期放电一次，放电MOSFET在一个新的PWM周期开始后导通40ns，做前沿尖刺消隐，电流检测比较器非常快速地去响应，以缩短噪声脉冲，对电流检测滤波器和检测电阻布局时非常关键，电容与CS端滤波器必须紧靠器件，并直接接到CS和AGND端。如果用电流互感器，其两个引线紧绕滤波网络，并紧靠IC。当用电流检测电阻时，所有对噪声敏感的小功率地线连接都要接在一起，然后接于AGND，并用单一线再接至功率地。
    (7)打嗝工作模式
    LM5046提供一个限流重起时段去禁止控制器输出并强制一次延时重新起动， (即打嗝模式)，如果限流条件迅速检测出来，数个逐个限流周期式需要由外部电容在RES端调节，在每个PWM周期中，LM5046从RES电容处或者源出或者漏入电流，如果检测出限流条件，则5μA电流漏被禁止，30μA电流源被使能，如果RES电压达到1．0V阈值，重起顺序出现。
    ◇SS和SSSR电容完全充电；
    ◇30μA电流源关断，10μA电流源开启；
    ◇一旦RES端电压达到4．0V，10μA电流源即关断，5μA电流漏开启，RES电容上的电压下斜到2V；
    ◇一旦RES电容电压达到2．0V阈值，10μA电流源再次开启，RES电容电压在4．0V和2．0V之间上下共八次；
    ◇当计数达到八次时，RES端电压下拉低，软起动电容释放重新开启软起动过程，当SS端电压达到1．0V时，PWM比较器将产生第一个窄脉冲；
    ◇如果过载条件在重新起动后持续，将开始逐个周期式限流，并再次增加RES端电容的电压，重复在打嗝模式之下；
    ◇如果过载条件在重新起动后不再延长出现，RES端将保持地电平，其由5μA电流漏保持继续正常工作。
    打嗝模式功能可以用将RES接到ACND来禁止。在此结构下，逐个周期式保护将立即限制最大输出电流，没有打嗝状态再次出现。
    (8)PWM比较器
    LM5046脉宽调制比较器是一个三输入端器件，它比较RAMP端的信号，环路误差信号或软起动信号，无论谁为低电平，都去控制占空比。这个比较器为了实现可控制的最小占空比，将工作速度最佳化，环路误差信号系从外部反馈并给隔离电路形成控制电流进入COMP端，COMP端电流在内部由一对NPN晶体管镜像出来，它通过一支5kΩ电阻接到5V基准，结果控制电压经过1V的变化，经过2：1的电阻分压器加到PWM比较器。
    光耦检测器可以接于REF端和COMP端之间，因为COMP端由输入电流控制，经过光耦检测器的潜在差异接近常数，带宽限制相位延迟，通常由光耦的有效电容插入，从而大大减小。更高的环路带宽可以达到，因为带宽限制与光耦一起的极点，现在其在更高的频率处，PWM比较器的极性与COMP端没有电流流入结合在一起，使控制器产生最大的占空比。
    (9)RAMP端
    在RAMP端的电压提供调制的斜波给PWM比较器，PWM比较器在RAMP端调制斜波信号，经环路误差信号去控制占空比。调制斜波信号可以执行，或者作为正比于输入电压的斜波，或者作为电压前馈模式的控制。RAMP端由内部MOSFET(RSD (ON)5．5Ω)来重新设置，能使RAMP端，或为电压型或为电流型控制，允许控制器以最佳控制方法工作，其仅取决于设计约束。
    (10)斜率(SLOPE)端
    在占空比大于50％的情况，峰值电流模式控制会产生次谐波震荡，次谐波震荡是监视宽窄占空比下的正常特性，这可以用加入一个人造斜波来消除之，此即斜率补偿去调制RAMP端的信号。SLOPE端提供一个斜波电流源，从0～100μA，其频率为RT设置的振荡频率作为斜率补偿，斜波电流源在SLOPE端用来以不同方式给RAMP信号加上斜率补偿。
    ①如图2(a)SLOPE和RAMP端可以通过合适的电阻一起接在CS端，这种结构将射入电流检测信号加上斜率补偿到RAMP端，但是CS端没有见到任何斜率补偿，因此，在此图中，斜率补偿没有影响电流限制。

    ②在第一个图中，如图2 (b)SLOPE、RAMP和CS端可以接在一起。在此结构中，斜的电流源从SLOPE端出来通过滤波器电阻电容流出。因此，CS和RAMP两端将见到电流检测信号加上斜率补偿斜波。在此图中，电流限制工作由斜率补偿完成，限流设置点将会改变。
    如果不需要斜率补偿，在电压前馈模式控制中，SLOPE端必须接到AGND端。当RT端同步到外时钟时，推荐禁止将SLOPE端加上斜率补偿，由外部从VCC到CS端接上一支合适的电阻来完成。
    (11)软起动
    软起动电路允许功率变换器很好地达到稳定状态工作点，因此要减小起动应力和电流浪涌。当偏压加到LM5046时，SS端电容由内部MOS-FET将其放电。当UVLO、VCC及REF端达到工作阈值内时，SS电容被放开，开始由20μA电流源重新充电，一旦SS端电压跨过1V，SS将控制占空比，PWM比较器是一个有三输入端的器件，它比较RAMP信号应对软起动和环路误差信号之间的较低信号。在典型的隔离应用中，在二次侧建立起偏置源后，二次侧的误差放大器开始软起动并建起闭环控制来取代从SS端的控制方法。
    关断调节器的一种方法是将SS端接到GND，这样强制内部的PWM控制信号到GND，迅速减少输出占空比到0，相关的SS端开始软起动周期使正常工作恢复，第二个关断方式是在UVLO部分设置。
    (12)栅驱动器输出
    LM5046提供四个栅驱动器，两个浮动的高边栅驱动器HO1和HO2，两个接GND的低边驱动LO1和LO2。每个内部驱动器都能源出1．5A峰值漏入2A峰值电流。初始时，HO1和LO2先一起导通，随后四个栅驱动都关断，然后HO2和LO1一起导通，低边栅驱动器直接由VCC供电，而HO1和HO2栅驱动器则从升压电容处供电，升压电容接于BST1／BST2和HS1／HS2之间，一个外部二极管接于VCC和BST之间，提供高边栅驱动的功率，其能量从VCC给升压电容充电得到，当高边MOSFET导通时，BST1升到峰值电压为VCC+VHS1。此处VHS1为开关结点电压，BST和VCC电容要紧靠LM5 046的相应端子，以防止寄生电感，减小电压传输，推荐BST电容为0.1μF，或者再大一些，一个低ESR／ESL电容用于此处，防止HO传输压降。
    如果COMP端为开路，输出将工作在最大占空比，最大占空比对每一相都有死区时间其由RD1电阻设置，如果RD1电阻为0，则最大占空比略小于50％，因IC内有一个固定的死区时间，内部固定的死区时间为30ns，它不会随着工作频率变化，最大占空比对每个输出都可以用下面公式算出
   
    此处，T1是由RD1电阻和FOSC设置的时间，FOSC是震荡频率。例如，设置400kHz振荡频率，T1时间由RD1电阻设在60ns，结果DMSX为0．488。

  (13)同步整流器的控制输出(SR1、SR2)
    变压器二次侧采用同步整流可以大幅度提高效率，特别对于低输出电压的变换器，整流二极管的正向压降从0．5V～1．5V减到10mV～200mV。采用MOSFET的同步整流有效地降低了损耗，在典型应用中，变压器二次侧绕组为中心抽头式，输出滤波电感与之串联，同步整流的MOSFET提供接地通路，流过电感电流，从图3可见，当H01／L02导通时，功率传输从初级到次级。此时，SR1的MOSFET使能导通，而SR2的MOSFET关断，二次侧线圈接到SR2，MOSFET的漏极，电感电流连续流过SR2的MOSFET体二极管，体二极管会导致更大的损耗，此时，令SR2的MOSFET导通，大幅度降低功耗，为了防止电流短路，当H02／LO1使能时，SR2的MOSFET导通而SR1的MOSFET关断。

    在自由运转期，电感电流总是均衡地流过SR1和SR2的MOSFET，在H01／LO2导通之前，SR2的MOSFET被禁止，SR2的体二极管连续地携带大约一半的电感电流直到初级功率上升，将SR2 MOSFET的体二极管反偏，死区时间T1将设置允许SR的MOSFET关断的最小时间。
    SR驱动器由REF稳压器供电，每个SR输出都能源出0．1A，漏入0．4A电流驱动电压为5V，5V的SR信号使LM5046传输SR信号经过隔离边界，它可通过固态隔离器或变压器完成．实际的MOSFET源和漏电流由二次侧栅驱动供给。

  T1和T2由外部接到RD1和RD2到AGND的电阻调节器，注意，当RD4应对最大占空比时，RD2则不，RD1和RD2电阻要紧靠IC，电阻值由下式计算：
   
    RD应在20～100k之间。如果死区T1为60ns。则RD1为20kΩ。
    (14)同步整流器的软起动
    前面已经讲过，LM5046包含二次侧的软起动功能，这样极大地令同步整流器进入稳态占空比，这个功能保持同步整流器在基本的软起动期间关断。允许输出电压线性地增长，进入预偏置负载，然后SR输出占空比增大，防止输出电压因不同二极管压降及导通电阻而扰动。再有，当LM5046加入偏置源时，SSSR电容由内部MOSFET放电，当SS电容充电到2V时，COMP将控制占空比，亦即ICOMP<800μA，SSSR放电，释放的SSSR电容开始由20μA电流源充电，在同步整流的软起动期间，SR1和SR2同时导通，如图5(a)所示，为防止任何的变压器不平衡，进入稳态如图5 (b)同步整流器输出可以用将SSSA端接地来禁止。

 

    (15)预偏置起动
    对功率变换器共同的需要是有一个单调的输出电压起动上升，进入预偏置负载，即预充电给输出电容，在预偏置负载条件下，如果同步整流器遭遇不成熟期，它将会从预充电的输出电容漏入电流。结果导致不希望有的输出电压下沉。这是不希望出现的，而且可能损坏功率变换器。LM5046使用独有的控制电路确保同步整流器的智能导通，输出电压单一方向上升，起动时，SSSR电容保持地电平，禁止同步整流的MOSFET，只允许其体二极管工作，一旦占空比开始由COMP控制替代软起动电容。亦即ICOMP<800μA及SS端电压>2V，同步整流器的软起动将起始。SSSR电容然后释放，由20μA电流源充电，进一步见图6。在SSSR端一个1V的偏置用来提供附加的延迟，这个延迟可以确保输出电压稳定，在同步整流MOSFET工作时防止任何反偏电流。 (未完待续)

* UVLO和OVP的分压器选择
    IC内两个比较器接于UVLO和OVP端用来检测欠压、过压条件。两个比较器的阈值设为1．25V，两个功能用两个外部电阻分压器调节。分压器都有接在VIN到AGND之间，如图12，图13，或都用三个电阻分压器如图14．独立的UVLO和OVP端提供有较大柔性的选择范围，当UVLO端电压低于0．4V时，控制器进入低电流关断，对于UVLO端电压大于0．4V但低于1．25V时，控制器处于待机模式，当UVLO端电压大于1．25V时，控制器全部使能，两个外部电阻用来调整最小工作电压如图13，当UVLO端电压降到1．25V以下时，内部20μA电流漏使能，将UVLO端电压进一步降低，电阻R1和R2计算如下
   
    此处，VPWR为所要的开启电压VHYS为所要的UVLO在VPWR下的窗口，例如，如果LM5046在VPWR达到33V使能，在VPWR减到31V时关断，R1将是100kΩ，R2为4．2kΩ，UVLO端电压任何时候都不会超过7V。

 

    两个外部电阻能用来调节最大工作电压如图12，当OVP端电压升到1．25V以上时，内部20μA电流源使能升高OVP端电压，于是提供了一个保护窗口，电阻值R1和R2计算如下
   
    如果LM5046在VPWR-OFF达到80V时被禁止工作，而在78V时使能，则R1=100kΩ，R2为1．5kΩ，OVP端电压任何时候不得超过7V。
    UVLO和OVP也可以用三支电阻一起设置如图14。R1的计算基于UVLO分压器，用相同的值，UVLO及OVP设置点R1和R3仍旧为100kΩ和1.5kΩ，R2为2．7kΩ时R3为4．2kΩ。

  遥控电路控制器的工作模式，可以用一个漏极开路的器件接到UVLO端如图15示出用OVP比较器作过热保护。但热敏电阻应放在发热源的功率器件处。

 

* 电流检测
    CS端接收变压器的初级侧电流信号，它可以由电流互感器送来也可以从检测电阻送来，如图16，图17所示。在两种情况下，滤波元件RF和CF要位于IC附近，接地点靠近PGND端，电流检测比较器必须提供710mV的信号在CS端做为过载电平，一旦CS端电压超过此值电流检测比较器终止PWM脉冲，并开始给RES端充电，LM5046将进入打呃模式或连续限流模式。

* 打呃限流工作模式和重新起动
    打呃限流工作模式在功能描述部分已叙述，在此限流模式RES端由30μA电流源充电，重新起动延迟时间需要达到1．0V阈值，由下式给出
   
    如果CRES=0．01μF，TCS将为334μS，一旦RES达到1．0V，30μA电流源关断，10μA电流源在其上斜到4V时开启，然后5μA在下斜到2V时开启，打呃模式的关断时间为
   
    当CRES=0．01μF打呃时间为49mS，一旦此段完成，RES端拉低SS端释放，允许重新软起动。一旦SS端升到1V，则PWM脉冲开始工作，打呃模式提供给功率变换器在过载时一段冷却时间，减少了输入电流。(