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在电路中,使用电阻给电容充电,使电容的电压缓慢上升一直到VCC,在还没有到VCC时,芯片复位脚近似低电平,但是芯片复位,接近VCC时,芯片复位脚近高电平,导致芯片停止复位,此时复位完成,整个电路循环运行.这个电路就叫做复位电路。它主要为了能保证微型机系统得到稳定可靠的工作。
单片机复位电路主要有四种类型:
(1)微分型复位电路：
(2)积分型复位电路：
(3)比较器型复位电路：
比较器型复位电路的基本原理。上电复位时,由于组成了一个RC低通网络,所以比较器的正相输入端的电压比负相端输入电压延迟一定时间.而比较器的负相端网络的时间常数远远小于正相端RC网络的时间常数,因此在正端电压还没有超过负端电压时,比较器输出低电平,经反相器后产生高电平.复位脉冲的宽度主要取决于正常电压上升的速度.由于负端电压放电回路时间常数较大,因此对输出端必须连接到TPS73xx稳压器的输入端，在TPS73xx系列电压转换芯片的内部，电源通过电阻分压网络连接至高阻宽带放大器，噪声拾取反馈通至稳压器输出，这两个端点之间的连线应尽可能短。但是远程检测时，外部设各的传感器输出端可以在关键处进行连接，以改进连接的性能。连接的布线方式应该尽量避免噪声拾取或使噪声拾取为最小。尽量不要在传感器与稳压器输出之间加RC网络来滤除噪声，因为这样可能会引起稳压器振荡。TPS7301的硬件连接如图1所示。
图1 TPS7301的连接
图1的外部电阻分压器可调整稳压器输出电压。控制稳压器输出电压的关系如下：
电阻R1和R2选择的准则是使得分压器电流近似于7μA。推荐的R2的阻值为169kΩ，R1的阻值根据所需的输出电压来调整（一般为82kΩ）。因为FB端的漏电流会引起误差，所以应当避免使用较大值的R1与R2。根据上述关系式可得到R1的表达式，R1＝（V0／VREF-1）×R2，得到不同输出电压对应的R1阻值如表所示，表中电阻单位为KΩ。
表 输出电压
注：符合表中阻值的电阻属于高精度电阻。实际中可以使用普通阻值的电阻，例如，对于1．8V电压输出，可以选择R1＝82kΩ与R2＝180kΩ的值。
TPS7333的应用和TPS7301的应用基本一致，请参照有关芯片手册。详细的TPS7301和TPS7333的电压转换连接如图2所示。
图2 TPS7301和TPS7333的连接
很多产品要求辅助直流输出为外部器件或子系统提供电源。如果这些子系统是热连接的，一定要保护辅助输出免于短路。采用熔丝的方案反应是迟钝的，并且导致内部直流电压轨电压下降，可能影响到主系统。
如图所示的电路，提供了脉冲电流将其限制在非常低的成本。它可以处理输出的瞬间或持续短路。输入范围的影响仅仅是很小的干扰(glitch)(在数百微秒内的几百毫伏)。U1是施密特触发脉冲反相器(74HC14)，Q2是开关，而RSENSE是电流感应电阻。对该电路而言，VIN=12 V，并且该电路被设计成负载电流最大为0.6A。
在通常条件下(负载电流小于500mA)Q1关闭，V1=0 V，V2=0V，C1放电，而V3=5V，Q3、Q2打开，并且VOUT=12V。
如果负载电流上升到大于0.6A，Q1打开，V1增大，而C1在很小的时间常数(C1×R1)下通过D1充电。当V2增大到大于74HC14的断路点上限时，V3下降，并且Q3、Q2关闭，而负载电流变为零。然后，Q1关闭，V1开始下降，而C1在较大的时间常数(C1×R2)下放电。在较长的周期(依赖于C1和R2)以后，V2变低，V3的开关变高，而串联的开关管(Q2)打开。
如果持续短路，该脉冲开关连续打开和关闭。对于高电流的应用而言，RSENSE上的功耗成为问题。所以，Q1可以用高端电流传感器来代替，该传感器有放大作用(类似Zetex的ZXCT1021)，具有适当的电路改进。D2是用于当电源被关闭时C1放电的保护二极管。Q2具有足够的额定电流(4到5A)。设计师也可以考虑施密特触发器短路点的容差。Q2也可以用P沟道MOSFET来代替，从而具有更低的正向压降。对更高的电压(例如24V)，MOSFET栅-源应该被保护：其不可以超过齐纳二极管的击穿电压。
当输出被1Ω电阻短路时，得到的V2是2到3.2V之间的锯齿波，其上升时间是500μs，延迟时间是1s。输出电流脉冲的幅度大约是1.5A持续500μs，而在输入幅度的干扰是0.2V持续500μs。C1可以是一个较低的值(如0.47μF)，以此来减小短路电流的脉冲宽度。
