4.4 振荡器频率
计算 CT 值：
所选择的开关频率为 250kHz。
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4.5 乘法器/分压器电路
计算 VRMS 电阻分压器值：
在低线压条件下 (85 VRMS)，将 VRMS 设置为 1.5V
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如果确定了其中一个电阻器（因为此处有两个方程式，三个未知量），就可求解电压分压器。假设分压器中值较低的电阻器为 18 Kω，则：
RTOTAL=18kΩ×51=918 kΩ
设置 R10=120 kΩ，得出：
R9=918kΩ-120kΩ-18 kΩ=780kΩ
R9 被分成 2 个电阻器（每一个为 390 kΩ），以降低其电压应力。
计算出电容值，将滤波器极置于 18Hz，则：
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其中：REQ=R9II(R10+R11)=117kΩ
为了在不降低系统性能的情况下合并电容值，可以将 C4 选择为 0.1μF。
计算 IAC 电阻值：
在高线压情况下，将 IIAC 设置为 500μA。
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将 2 个 390kΩ 电阻器串联，以降低电压应力。
4.5.1 RIMO 的计算
在低线压条件下，IIAC=156μA 且乘法器输出应等于 1V。低线压与最大负载情况下，VEA 为其最大值 6V，因此使用乘法器输出方程式：
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一个 1000pF 的电容器与 RIMO 并联放置，以实现噪声过滤。由于 RIMO 两端的电压为乘法器输出，且为电流误差放大器的参考电压，因此 RC 极点频率应设置为高于 120Hz 的乘法器信号。
4.6 电流合成器
首先，应为变流器选择一个匝比。变流器是设计用来在峰值输入电流情况下产生 1V 的电压。在达到电流极限跳变点 (1.4V) 之前，这样就能容许足够的裕度。如果 IPK为 9.5A，那么比较合适的匝比为 50：1。这一匝比使感应网络损耗低于 150 mW，并且允许使用一个 1/4W 的电阻器。对检测电阻器求解，得出：
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在前面的电流合成器章节中提到 RVS 等于 22 kΩ。现在就可以计算出电流合成器的电容：
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4.7 控制环路设计
4.7.1 小信号模型
ZVT PFC 升压转换器的小信号模型与标准的 PFC 升压转换器模型相似。在大多数开关循环情况下，两种转换器运作基本一样，但是在开关瞬态时，两者略有不同。这就使得控制环路的设计应按照 [9] 中概述的标准技术进行。
4.7.2 电流环路设计
可在 [5、9、11] 中找到较好的电流环路设计参考方案。平均电流模式控制环路的设计以交叉频率的选用开始。在这一示例中开关频率为 250 kHz，因此单位增益交叉频率可以选择为 40 kHz（开关频率的 1/6）。但是，在该电路中，所选用的交叉频率为 10 kHz。由于电流环路主要用于跟踪线电流，因此对于该应用而言，一个 10 kHz 的带宽就足够了。
一旦确定了交叉频率 (fC)，接下来要做的就是计算出功率级的增益。包括电流感应网络在内的功率级的小信号模型已在下面给出。该模型不包括开关频率为一半 [12] 情况下的采样结果，但却是一个在相关频率下较好的近似值。
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UC3855A/B 的振荡器斜坡为 5.2 VPP (VSE)。术语 RSENSE 是指实际输入电流到感应电流的衰减（即，其包括变流器的匝比）。使用前面所确定的分量值并求出功率级增益在 fC 时的解，可得出 10 kHz 下的增益为 0.63。为了在 fC 时得到一个的值为 1 的增益，误差放大器必须在 10 kHz 时具有一个 1/0.63 的增益。图 12A 显示了误差放大器，其频率响应如图 12B 所示。电阻器 RI 等于 3.3 kΩ，因此所选用的反馈电阻器为 5.6kΩ。在交叉频率下放置一个零点，从而得到一个 45 度的相位裕度。为了减少开关噪声，应在一半开关频率的放置一个极点。下面对设计步骤作了总结。
![]() 图 12 电流误差放大器示意图 |
