前 言

    为了进一步加强微处理器的功率、速度性能，未来微处理器对其特殊的供电单元电压调节模块(Voltage Regulator Module ,VRM)提出了前所未有的挑战。供电电源电压越来越低而电流越来越大，瞬态响应速度越来越快，功率变换效率和功率密度越来越高，针对这些要求本文研究了满足这些指标的开关电源的拓扑结构和均流方法。

    1 VRM变换器拓扑结构

    1.1 QSW电路

    由于普通的带同步整流器的Buck电路的开关损耗限制了开关频率的提高，通过改变控制方式可以有效地改善这个问题：使Q1、Q2不严格地互补导通，在两个开关的导通信号之间加入死区时间。如图1所示，Q1关断以后和Q2导通之前，电感电流流过Q2的体二极管，于是Q2可以在零电压下导通。Q2导通以后电感电流放电到负值。Q2关断以后和Q1导通之前，电感电流流过Q1的体二极管于是Q1可以在零电压下导通。这样就可以消除两个开关的米勒效应，驱动损耗和开关损耗都可降低。由于其工作波形不是严格的方波，所以称这种方式为准方波工作方式(Quasi-Square-Wave, QSW)。

图1 准方波方式电路原理图及其工作波形

    1.2 交错并联的QSW电路

    以上单个带SR Buck电路拓扑在输出电流不很大时可以满足目前处理器技术要求。随着处理器工作电流的加大，由图2，假如要求VRM模块的输出电流提高到50A左右时，这种变换电路中SR的优势就不复存在了。尤其电流继续提高时，SR的正向压降甚至要超过肖特基二极管，远远不能达到要求。所以在拓扑方面，为适应VRM功率要求的提高，使用了交错并联技术。交错并联电路拓扑结构原理图如图3所示。

    图2肖特基二极管(85CNQ015)与MOSFET(MTP75N03HDL)正向压降比较图

    如图3所示的交错式的QSW拓扑自然的消除了输出电流的纹波，而且还保持了QSW拓扑的快速瞬态响应的特性。与单模块的QSW 电压调整模块和传统的电压调整模块相比，它需要比较小的电容。由图3可以看到 和 的波动比较大，而 的波动较小，并且 的波动频率为 和 波动频率的二倍，若每个开关的频率为300KHz，则 的频率就为600 KHz。在两个模块交错的电压调整模块中仅当占空比为0.5时可以完全的消除纹波。而在4模块交错的电压调整模块中纹波在占空比为0.5，0.25，0.75时均能完全的消除。如果占空比不为这些值时，例如占空比为0.3时，在4模块中有80%的纹波被消除。

图3 交错式准方波电流纹波消除原理图

    2 均流技术

    2.1 一个简单的感应电流网络

    为了低电压大电流并行模块系统的应用，就需要用成本低的对寄生参数不敏感的感应电流和均流控制技术。

    图4为一个RC开关网络，两个开关与带有同步整流器的Buck变换器一样，以互补的方式开通和关断，当上部的开关 开通时,底部的开关 就关断，此时，输入电压和电容的平均电压差通过电阻R给电容C充电，假设R远远大于 和 。

    事实上在稳定阶段电阻R上的平均电压为零，因此通过输出电容的平均电流也为零。如果这个开关网络和带有同步整流器的Buck变换器连接起来，如图5所示Vc能够用来估测电感电流的大小，图中5所示的 为电感的等电阻和分布电阻的和。 和 分别为MOSFET导通电阻。

(a)

(b)

图4 RC开关网络

图5简单的电流检测技术

    文献[1]中有

    (1)

    在(1)式中被检测到的平均电感电流仅受 的影响。R和C的精确度，电感值和MOSFET导通电阻对均流效果都没有影响。

    2.2 电流分享控制技术

    从上面提出的控制电流的方法，我们可以得到一种不同于传统的均流方法的另一种比较简单的均流控制技术。如图6所示充分利用平均电压 信号，每一个模块的电流就得到了控制。在图6中的控制功能块包括均流控制环和电压环。所有并行的模块共同使用一个电压环。每一个模块有它自己的控制电流的RC开关网络和自己的均流控制环。

    在图6中，感应到的平均电流的信息由电容电压信号控制。文献[1]中有

    (2)

    (3)

和 表示每一个模块的平均电流。首先我们假设了 和 相等。它表示着电感的磁芯设计和分布设计在这两个模块中都是对称的。实际上，在制作时这种对称是很容易控制的。为了能够达到电流在两个模块之间分布的一致性， 必须等于 。从式(1)得，如果 与 相等，并且 和 相等，那么 和 就相等所以现在我们很清楚均流控制环控制的目的就是控制 和 并且使得两者相等。图6为控制两个RC开关网络并且使得 和 相等的一种简单的方法。在图6中均流控制环使用了一个积分调节器,所以没有稳态误差。两个RC开关网络的输出电压 和 应该和参考电压相等。使用图6所示的控制方法 和 总是相等，根据(2)和(3)式，则有

图6新型的均流技术

    (4)

    均流的效果取决于 的差值。当 和 相等时，均流就有非常好的效果。而且MOSFET导通电阻的不同和电感值的不同对均流的效果没有影响。

    2.3 仿真结果及分析

    图7显示了两支路参数不同时，在不同负载情况下的均流效果。

(a) 轻载时均流结果

图7 (b) 重载时均流结果

    在这两个并行的支路中，一个支路中使用MOSFET的型号为2N6756,导通电阻为 ，输出滤波电感为1.2uH,另一个模块使用MOSFET的型号为2N6763，导通电阻为 ，输出滤波电感为1uH，两个模块的MOSFET的导通电阻不一样，滤波电感值也不一样，当负载从轻载到重载变化时，均流效果是很好的，但是由于电感值不一样，电感的等效电阻值有差异， MOSFET选择的导通电阻较大，对电路的性能影响较大，所以在负载电流较大时两个模块的均流差一些。

    2.4 电流分享控制技术的概括和拓展

    2.4.1 电流分享控制技术的概括

    前面讨论了当每一个模块的线圈电阻相同时新型均流技术的应用。为了总结这项技术的应用，必须研究线圈电阻和分布电阻不同时的情况。

    图8显示了当 与 不同时这项技术的应用，我们假设 和 的比率为确定的。

    (5)

    在图8中的控制不同于图6中的控制。有两个额外的比例放大器加在均流控制环1中。这两个放大器被用来调整在不同模块中电流分布比率。在图8中， 和 是

    (6)

    (7)

    在两个均流控制环中的两个积分器使得 等于 。从式(2)、(3)和(7)可以得到下列关系：

    (8)

    所以，如果 和 满足下列关系， 和 就相等：

    (9)

    通过控制 和 的比率，可以确定电流分布比率。实际上，在均流控制环的设计中，不一定只使用一个积分补偿器，其它的补偿器，像两极和一个零极的补偿器可以调整均流控制环的带宽以改善电流的响应速度。

图8 均流控制的拓展应用

    2.4.2 电流分享控制技术的拓展应用

    提出的电流分享技术可以用于其它的拓扑和隔离转换变换器，并且不是只能使用输出参数，事实上，在很多并行的转换器中当不同的模块有共同的参数点就可以使用这项技术。唯一需要改变的就是均流控制环中的比例放大器的参考值。

    3 结 语

    交错并联QSW电路的输出电流i o 的纹波幅值减小，等效频率提高，从而易于设计输出电压纹波小、动态响应速度快、功率密度高的开关电源。本文提出的感应电流和均流的技术不用电流转换器就可以很简单的实施，这项技术不受拓扑结构的限制，可以被应用于其它的拓扑结构，感应电流的方法成本低，并且对变换器的效率没有影响，应用这项技术很容易集成IC芯片。

    参考文献

    【1】 Xunwei Zhou, Peng Xu, Fred C.Lee. A Novel Current-Sharing Control Technique for Low-Voltage High-Current Voltage Regulator Module Applications. IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS.2000:1153-1162

    【2】 王英剑，常敏慧，何希才..新型开关电源实用技术.北京:电子工业出版社.1999

    【3】 曹萧洪，石文，许建平. 同步整流技术的新进展. 电力电子技术，1999 (2)：79-81