电子管SEPP是单端推挽功率放大器的简称，基本电路是推挽管直流串联供电，交流信号并联输出。

　　SEPP电路由于推挽的两管输出信号并联，内阻和最佳负载阻抗大幅降低，容易达到大功率、低失真、宽频响的指标。SEPP电路虽然性能优良，但电路复杂，调试难度大，许多发烧初哥不敢涉足。

　　本版特向国内胆机界元老郑国川老先生约稿，系列解析电子管SEPP电路的特点、难点及试作。希望对广大发烧友在胆机制作中有所启发和帮助。同时也希望在音响发烧制作、调试中积累好经验的发烧友踊跃投稿。

　　电子管SEPP的基本电路是采用推挽管直流供电串联、交流信号并联输出的类似晶体管OTL输出级的电路。按驱动方式不同可分为两类，其一为自倒相SRPP电路（可参考本人所着（电子管功放设计和装调技术》一书第二章），利用串联电路中分压电阻向推挽管提供自给偏压，同时向推挽上管提供反相位的驱动信号。这种无需倒相器的单端推挽电路，实际与日本“禾田茂氏”电路相同，由于电路损耗原因，只适用于小信号电压放大器，而不适用于功率放大。

　　其二即双端输入、单端输出的SEPP电路，为单端推挽功率放大器的基本形式，其交流等效电路如图1所示。图中V1、V2为低内阻三极输出管，下管V2为共阴极放大电路，由板极得到输出电压。上管V1为共板极输出，由阴极输出电压。当两管输入相位相反的驱动信号时，V1的输出电压与其输入信号同相位，V2的输出电压与其输入信号反相位，因而虽然两管输入的是相位相反的驱动信号，但得到的输出信号相位是相同的（如图示），两者在负载电阻RL端同相位相加，向负载RL提供输出电压Vo。

　　当V1、V2采用双三极输出管6AS7、6C33C时，可以认为两管参数完全对称，通过精密调整两管栅负压值，可以使静态板极电流完全相等，各为Ebo/2。但是，当两管输入信号绝对值相等，相位相反时，输出电压却不会相等，也即输出是不对称的。其原因很明显，虽然对称的V1、V2增益相同，但两管输入方式不同，对V2而言，输入信号-Ei直接加到V2的-GK极成为-Eg2，而V1的输入信号+Ei实际上与输出电压Vo反相位串联才加到G-K极成为Eg1。所以欲使两管输出平衡，则上管G-K驱动信号+Ei必须为Eg1+Eo，或者前级驱动信号+Ei参考点不为共地，而提升到V1的阴极方可。对于有源倒相放大器而言，两路输出信号+Eo、-Ei均以地为参考点，唯一的方式是，在V1驱动电路中采用RC自举电路，将+Ei的低电位端进行自举提升到Vi阴极电位。最简单的方式是，采用驱动变压器进行倒相，可轻而易举地使Ei信号得到独立的双端输出，见图2。驱动级输出信号由变压器倒相形成独立的丙组驱动信号，只要变压器次级绕组符合图示相位关系（黑点为同名端），则绕组G1～F1为+Ei时，G2～F2为-Ei，只要将+Ei的F1直接与V1阴极连接，即使V1不存在负反馈作用，V1、V2驱动完全平衡。采用SEPP的目的无非是欲实现OTL，需知驱动变压器的要求和生产工艺与输出变压器几乎是相同的，不到必须时采用此电路的极少。

　　对于采用前级倒相器、RC耦合的驱动电路，唯一可行的是采用自举电路，以得到上下两管近似的驱动平衡。图3所示为电阻隔离法自举方案，主要原理是，将前级板极输出端负载电阻RL1串联接入电阻R，使RL1信号压降低电平端与电源供电端（可认为信号地端）相隔离，用自举电容C将此端与推挽上管V1的阴极（即信号输出端）相连接，即将RL1信号电压直接驱动V1的3-K两极。在倒相器下端板极负载RL2端串联接入与R司值的R1，同时与C1旁路构成退耦滤波器，使倒相器直流工作参数相同。为了取得良好的隔离作用，R的阻值不宜太小，一般应不小于RL1的1/2为佳。但R值也不宜太大，否则使倒相器有效板压降低，影响其输出信号动态范围。

　　图4为自举电路的变形，V3采用P-K分割倒相器，将自举电路RK2、C接入倒相管阴极输出端。

　　由相位关系可看出，输出端经自举电容C引出的输出信号与V3阴极输出信号是反相位的，其V2栅-阴极得到的驱动信号实质上是电阻RL1信号压降和电阻RK2上得到输出电压之差，从而使输出管V2的驱动信号比V1低一个输出电压值eOUT，与图3是等效的。图3可以认为是通过CR将输出电压加到上管输入端，直接抵消阴极输出的负反馈作用。因此，CR可理解为正反馈电路（图中所注信号相位可证明），因此图3也常被称为正反馈自举电路。相对于此，图4则利用负反馈降低下管输入信号，使之与上管平衡，所以又称为负反馈自举电路。两种电路，一种为提高上管输入，一种为降低下管输入，为得到驱动平衡的一个原理的两种方法，实质上区别不大，这两种方式只要倒相器RL1=RL2，将会使平衡驱动的误差很小。

　　另一种自举电路如图5所示。专用于前级采用长尾式倒相器的放大器或前级设有对称推挽驱动级的电路中。长尾式倒相器利用两管间阴极耦合实现相位相反的平衡输出，将输出信号eOUT加到此倒相器两管阴极，在板极负载上将分别形成正反馈“自举或抑低”作用。必须说明的是，按此类型电路的功能原理，除图3外统称为自举似乎欠妥，图3通过eOUT对上管的正反馈抬高驱动电压称自举，因为正反馈使之等效、于将驱动信号抬高一个eOUT的值。而对图4而言则不是抬高，而是通过负反馈将下管驱动电压降低eOUT值，其效果相同，但称自举则不当。所以，日本音响界将此类平衡驱动电路通称为“负反馈消除电路”，意味着消除SEPP推挽上管的阴极输出导致负反馈，从而达到驱动信号的平衡。SEPP电路只要消除上管的阴极负反馈，达到驱动平衡、输出平衡，则和一般普通电路基本相同。

　　图3、图4的两种电路，通过无源RC电路将Vo引入输出管驱动电路，借以抵消负反馈作用，从交流等效电路的分析可以看出，无论图3还是图4，隔离电阻R或RK2实际和输出负载电阻通过C并联，RL一般仅8～16Ω，所以上述提高R值的要求实际作用不大，其“隔离”作用也同时减小。当放大器输出信号很小时，RLl的低电平端仍处于近似共地端，形成小信号输入时上管阴极负反馈量增大，只有输出电压较高时RL对R的分流才可忽略。因此，该电路仍存在明显的负反馈量随输出信号幅度而变的缺点，从而形成放大器的非线性失真。

　　为解决大小信号幅度驱动电路的平衡，日本的宫琦良三郎和妹尾哲夫氏提出了正负反馈结合的平衡方式，其基本电路如图5所示。图中V1、V2为前级平衡驱动放大器，或者为长尾式倒相器，这两种电路的特征是，两管有共同的阴极电阻RK，对V1、V2输入的相位相反的信号，在RK上形成反相位的输入信号，分别构成每管的阴极负反馈，所以V1、V2构成差动放大作用。现将输出信号eOUT加到RK两端，于是在V1、V2输入端形成一同相位信号，串联的接入V1、V2输入电路，此RK上的eOUT信号对V3形成正反馈，对V1形成负反馈，通过调整Rf值，RK上总有一eOUT电压，使V3、V4输入平衡。此法是将提高上臂驱动增益、降低下臂驱动增益同时进行，提高、降低的交汇点即为平衡点。

　　优点是反馈电压通过差分放大器加到V3、V4输入端，有源放大器有效地隔离了反馈，输出、输入端有极好的平衡性。但是，平衡过程与V1、V2增益及RP/RK关系极大，调整Rf也比较麻烦，所以其应用极少，相对而言图3、图4的两种电路虽效果稍差，但其无调整而应用较广。